LTE 中的OFDMA技术
摘 要：LTE多址技术与WCDMA中的多址技术不同。在LTE系统中，下行链路多址技术建立在正交频分复用多址（OFDMA）的基础上，而上行链路多址技术则是基于单载波频分多址（SC- FDMA）技术的。文章分析了OFDMA实现过程，描述了OFDMA发射机和接收机结与原理，讨论了OFDMA的优势与挑战。
关键词：长期演进（LTE ）；正交频分复用多址（OFDMA ）；快速傅立叶变换（FFT）； WCDMA
为了解决可能由保护频段需求带来的效率低下问题，我们在选择系统参数时，通常使得不同传输之间是正交的，且在生成子载波时，确保子载波之间不会相互干扰，但在频域内子载波的频谱之间又是重叠的。这就是采用正交频分复用多址（OFDMA）技术达到的效果。采用这种技术时，子载波的每个中心频率是从频域中的不同集合中选取的，且邻近子载波在理想子载波采样点处的值为0，如图1所示 对于LTE来说， Release 8标准将子载波的固定频差规定为15 kHz（在后续标准版本中，当LTE与诸如移动电视等广播应用进行互联时，也可支持7.5 kHz的固定频差）。
图1 保持子载波之间的正交性
1 OFDMA实现过程
OFDMA系统的实际实现建立在数字技术的基础上，更确切地说，是通过采用离散傅立叶变换（DFT ）和反向傅立叶变换（IDFT），来实现时域和频域表达式之间的转换。输入正弦波通过快速傅立叶变换（FFT ）模块处理后的信号结果如图2所示。
图2 针对不同输入的FFT运算结果
在实际实现过程中，通常采用快速傅立叶变换（FFT）。FFT运算将信号表达式从时
域变换到频域。反向快速傅立叶变换（IFFT）则将信号表达式从频域变换到时域。对于正弦波来说， FFT运算的输出结果是在相应的频率点处出现峰值，而在其他频率点处为零值。如果输入为方波，则频域输出将在多个频率点处出现峰值，这样在进行FFT运算时，方波中就包含了多个频率。若将脉冲作为FFT的输入，则运算输出结果将在所有频率点处出现峰值。由于方波具有规则间隔T，因而在代表波形基频的频率点1/T处，出现较大的峰值；在基频的奇次谐波处，将出现较小的峰值。假定数字信号处理方面的典型要求，如最小采样率和字长（数值）都能得到满足的话，则FTT运算可以反复进行，且不会丢失任何原始信息。
随着长度的不断增加， FFT实现问题已经研究得比较深入，提出了多种优化算法 因此，对于LTE来说， FFT的长度将是2的整次幂，如512 1024等。从实现的角度来看， FFT的长度最好是1024，即使输出只使用600，然后尽量将另一个FFT长度在600 1024之间选择。
2 OFDMA发射机和接收机
在任意OFDMA系统中，发射机采用的都是窄带互相正交的子载波。在LTE中，无论传输总带宽是多少，典型的子载波间隔均为15kHz。不同的子载波保持正交，因为在一个子载波的采样时刻，其他子载波为零值 OFDMA系统的发射机使用IFFT块来生成信号 数据源通过串/并转换到达IFFT模块。IFFT模块的输入与代表特定子载波（或时域信号的特定频率分量）的输入相对应，且该输入的调制与其他子载波相互独立。IFFT模块后是循环扩展（循环前缀）模块，如图3所示。
图3 OFDMA发射机和接收机
添加循环扩展的动机是避免符号间干扰。当发射机添加的一个循环扩展要长于信道冲激响应时，接收机就会忽略（移除）这个循环扩展，因而可以消除前一个符号的影响。循环前缀的添加可以通过拷贝符号末端部分内容，并将其添加到符号的起始部分来完成，如图4所示。循环扩展在使用时，最好是仅作为传输过程（保护间隔）中的一次暂停，使得OFDM符号看起来像是周期性进行传输的 假定循环扩展足够长，当OFDMA符号由循环扩展的存在而显现出周期性传输特征时，信道的影响就等于乘以一个标量。信号的周期性特征也考虑到离散傅立叶频谱需要支持在接收端和发送端分别支持离散傅立叶变换（DFT ）和反向离散傅立叶变换（IDFT ）。
图4 OFDMA符号保护间隔的生成
保护间隔通常设置为长于系统运行环境的时延扩展。除了信道时延扩展之外，在设计保护间隔时，还需要考虑发射机和接收机过滤的影响。OFDMA接收机将OFDMA信号经过看作是通过一个FIR（有限冲激响应）滤波器，不需要将每个频率分量单独分开。因此，与信道时延扩展类似，应用于发送端和接收端信号的滤波器长度也使得整体滤波影响要长于时延扩展的影响。
由于接收机对符号间干扰不做任何处理，因而它仍然需要处理每个子载波造成的信道影响，这些子载波经历了与频率相关的相位和幅度变化。通过将部分符号作为已知参考或导频符号，使得信道估计变得简单易行。将这些符号放置在时域和频域中的适当位置，接收机能够根据时域和频域参考符号网格 ，将信道的影响添加到不同子载波上 图5给出了一个实例。
图5 OFDMA子载波和符号上的参考符号扩展
接收机解决方案的一种代表类型是频域均衡器，它基本上能够抵消每个子载波所带来的信道影响。在OFDMA中，频域均衡器只是根据信道的频率响应的估计值（每个子载波经历的相位和幅度调整），简单地将每个子载波（具有复值倍数）进行相乘。与WCDMA相比，这是一种更为简单的运算方法，它与信道长度（多径长度单位为码片）无关，而WCDMA均衡器与信道长度有关。对于WCDMA来说，挑战信息也会增加码片率（当前的码片率为3.84Mcps），分离出来的多径分量数目将会增加（取决于环境），导致所需的RAKE耙指增多，均衡器的复杂性大大提高。
在WCDMA中，下行链路的信道估计通常基于通用导频信道（CPICH）和专用信道（DCH）上的导频符号，导频符号传输时一般在整个传输带宽上进行扩展，不同蜂窝由不同的扩
展码分隔开来。与OFDMA系统一样， WCDMA系统中的扩展功能是不可用的，必须采用其他方法来将蜂窝之间或不同天线之间的参考符号分离开来。在多天线传输中，导频信号具有不同的位置。一条天线的导频符号所使用的特殊位置对于同一蜂窝中的其他天线来说是不可用的。在不同蜂窝之间，这种空闲位置不可用，但可以使用不同的导频符号模式和符号位置。
OFDMA接收机还应具有时域和频域同步功能同步支持正确帧和OFDMA符号定时信息的获取，这样接收信号的正确部分被丢弃（循环前缀去除）。通常，可以通过将已知数据采样（如可以基于参考符号）与实际接收数据进行相关运算，来实现时间同步。在进行频率同步时，需要对发射机和接收机之间的频移进行估计，对设备和基站之间的频移进行精确估计，这样可以对发射机和接收机端的影响进行补偿。由于设备振荡器的精度不如基站振荡器精确（价格昂贵），因而设备锁定在从基站获取的频率上。
即使理论上OFDMA传输具有良好的频谱特性，但由于实际发射机的非理想化（如发射机中的边带削波），将导致频谱产生部分扩展。因此，实际的OFDMA发射机需要具有与WCDMA脉冲整形滤波类似的滤波功能。在许多文献中，这种滤波功能通常指的是加窗 发射机的实例如图6所示。
图6 OFDMA发射机通过加窗形成频谱模板的过程
基站发射机采用OFDMA技术的一个重要原因是在频域内可以将用户分配给任意子载波。对于HSDPA调度器操作来说，这是一个附加元素，此时分配仅在时域和码域中进行，但经常会占用全部带宽。将不同子载波分配给用户的概率，使得调度器能够从频域分集中受益，这种分集主要是由于系统带宽的不同部分存在着瞬时干扰和衰落差而导致的 实际的局限性表现在因开销增大导致信令解析存在问题。开销增大的原因在于分配是基于资源块完成的，而不是基于每个子载波，每个资源块包含12个子载波，这样导致最低带宽分配应当是180 kHz。当时域每次分配的周期为1ms时，下行链路传输资源分配就意味着在1ms分配周期内，在资源池中填充了180kHz码块，如图7所示。
图7 LTE中的OFDMA资源分配
需要注意的是，规范中的资源块指的是0.5ms时隙，而资源分配则是在时域1ms分
